Двухосный индикаторный стабилизатор телекамер на ВО

alt="" width="113" height="2" align="LEFT" /> R10+R12 = = = 340 Ом

I_б 0.1

где U_пит.max - максимальное напряжение питания;

2В - сумма падений напряжения на переходах Б-Э силовых ключей и К-Э управляющего транзистора компаратора. I_б - базовый ток ключей, который определяется из следующего условия;

I_к.мах

< I_б < 0.15 A

h_21э

3

= 0.075 < I_б < 0.15

40

Принимаю I_б = 0.1 А.

Здесь I_к.мах - максимально возможный ток коллектора силового ключа;

h_21э - минимальный коэффициент передачи по току данного типа силового ключа (выбираем из справочника);

Ограничение тока базы "сверху" накладывается максимально допустимым током коллектора выходного транзистора компаратора схемы управления, который коммутирует базовый ток силовых ключей. При необходимости коммутировать ток базы больший 0.15 А, к внутреннему транзистору компаратора подключают дополнительно внешний по схеме составного транзистора.

Максимальная мощность выделяемая в R10+R12 равна:

Р_(R10+R12) = I_б² Ч (R10+R12) = 0.01Ч340 = 3.4 Вт.

Принимаем номинал резисторов и их мощность следующими:

R10 = R11 = R12 = R13 = 170 Ом.

Р_R10 = Р_(R10+R12)/4 = 0.85 = 1 Вт.

Увеличение токов базы и рассасывания позволяет уменьшить времена закрывания и открывания ключей (t_закр. и t_отк.). Это позволяет увеличить частоту коммутации f_ком. ключей, что дает возможность уменьшить величину индуктивности фильтра L1, однако при этом:

1) возрастают коммутационные потери в ключах;

1) увеличиваются импульсные помехи;

2) появляются трудности с подбором мощных импульсных диодов.

В качестве ключей применена комплементарная пара полевых n и р-канальных СИТ - транзисторов типа КП954А, КП964А, которые имеют следующие характеристики:

I_с.мах. 20 А;

U_{с.и.мах.} 150 В;

U_{с.и.обр.} 80 В;

U_{с.и.нас.}(I_с.=20А) 0.7 В;

t_сп. = t_вкл. 50 нс;

t_расс. 0.5 мкс;

Р_с.max. 40 Вт.

Применение полевых транзисторов вместо биполярных позволяет:

1) иметь малые t_расс., т.е. уменьшить нелинейность выходной характеристики в области малых сигналов (вблизи нуля);

2) иметь малые t_сп. и t_вкл., т.е. уменьшить динамические потери при переключении, следовательно, уменьшить температуру транзисторов и, следовательно, вероятность их отказа;

3) повысить надежность УМ, т.к. у полевых транзисторов отсутствует вторичный пробой, что особенно важно при индуктивной нагрузке.

Диоды VD6...VD9 служат для замыкания цепи тока нагрузки при закрытых ключах. Они выбираются по максимальному току и по времени восстановления обратного сопротивления. В схеме использованы импульсные диоды типа КД212А имеющие следующие электрические параметры:

U_обр. 200 В;

I_{пр.пост.} 1 А;

t_восст. 0.3 мкс.

Диоды VD1...VD4 служат для защиты от пробоя перехода затвор - исток транзисторов VT4...VT4. Здесь могут быть использованы любые маломощные импульсные диоды, в схеме применен КД522.

Схема защиты УМ от перегрузки по выходному току выполнена на транзисторах VT5...VT9. Она работает следующим образом. Ток нагрузки, протекая через измерительный резистор R17, образует на нем падение напряжения U = I_н.ЧR17. При превышении этим напряжением заданного порога, транзисторы VT5...VT9 открываются и запирают силовые ключи, прекращая подачу тока в нагрузку.

Транзисторы VT5...VT9, кроме того, могут быть открыты током проходящим через резистор R18 и обратно смещенные переходы транзистора VT10. Этот ток возникает при обратимом тепловом пробое транзистора VT10, причиной которого является перегрев VT10 выше температуры примерно в 100 градусов. Транзистор VT10 германиевый, он закрепляется на радиаторе ключей и выполняет роль защиты ключей от перегрева. В схеме использован транзистор типа МП16.

Резиторы R3, R4, R14 задают базовый ток I_б транзисторов VT7...VT9, который определяется из условия:

I_б > I_к.VT7.max./h_21э.min. = 0.1/40 = 0.0025 А = 2.5 мА.

Принимаю I_б.VT7 = 5 мА.,

R7 = (1B-0.5В)/5mA = 100 Ом

здесь 1В - напряжение срабатывания защиты;

0.5В - падение напряжения на переходе Б-Э.

Принимаю R7...R9 = 100 Ом.

Величина резистора R18 равна:

R18 = U_пит.max. /I_б.VT9.max = 36/0.04 = 900 Ом

Принимаю R18 = 3 кОм.

Величина коллекторного сопротивления R_к VT5...VT8 для обеспечения надежного запирания силовых ключей должна быть не более:

R_к. < R5 / 10 = 30/10 = 3 Ом.

Максимально допустимый ток коллектора VT5...VT8 должен быть не менее I_{б.ключей} = 0.1 A. В макете в качестве VT5...VT9 использованы транзисторы:

VT5, VT6 — типа КТ608,

VT7...VT9 — типа КТ209М

Для уменьшения потерь мощности в измерительном резисторе R17 применена подставка напряжения, выполненная на элементах VD10, R15, R16. Рассчитаем защиту на ток срабатывания I_ср. = 3 А.

R_изм < 0.7/I_ср. = 0.7/3 = 0.23 Ома.

Выбираю R_изм. = 0.1 Ома, тогда напряжение на нем при I_н.=I_ср. U_и. и рассеиваемая в нем при этом мощность Р_{изм.мах.} следующие:

U_и. = R17ЧI_ср. = 0.1Ч3 = 0.3 В.

Р_{изм.мах.} = I_ср. ЧU_и. = 3Ч0.3 = 0.9 Вт.

Р_{изм.ном.} = I_ном.²ЧR17 = 2²Ч0.1 = 0.4 Вт.

(при номинальном токе I_ном. = 2А)

Ток диода VD10 должен быть больше суммы базовых токов VT7...VT9 необходимых для их открывания.

I_VD10 = 10e-3 > 6 mA.

R16 = U_пит.min./I_vd7 = 15/0.006 = 3000 Ом = 2.5 кОм.

Чтобы R15 не шунтировал VD10 его величина выбирается из условия:

R15 > R16Ч0.7/U_пит.max. = 2500Ч0.7/36 = 48 Ом.

Выбираю R15 = 350 Ом.

Напряжение на открытом диоде = 0.5 В., на R15.2 должно присутствовать напряжение U = 0.5 - U_изм. = 0.5-0.3 = 0.2 В.

Тогда

R15.2 = UЧR15/0.7 = 0.2Ч350/0.7 = 100 Ом.

R15.1 = 350 - 100 = 250 Ом.

Таким образом R15 должен быть “разделен” на два резистора с номиналами 100 и 250 Ом.

Расчет входного LC-фильтра.

Определяю диаметр провода d по заданной максимально допустимой плотность тока j = 10 А/мм² в нем:

4ЧI_н.ном. 4Ч2

d = = = 0.5 мм

3.14Чj 3.14Ч10

Фильтр выполняю на сердечнике К20х12х6 из феррита 2000НМ1. Его данные:

S_ст.[см²] = 0.24; (площадь поперечного сечения)

L_c. [см] = 5.03; (средняя длина магнитной линии)

B_max [Tл] = 0.3. (индукция насыщения)

Полагаю 1) L_з. << L_c. (L_з. - величина немагнитного зазора)

2) магнитное сопротивление зазора >> сопротивления сердечника;

3) L_з << его площади.

Задаю рабочую индукцию в зазоре В = 0.2 Тл. Обмотка однослойная. Определяю количество витков W в обмотке.

3.14Ч (d'-2Чd) 3.14Ч(12-2Ч0.5)

W = = = 69

d 0.5

где d' - внутренний диаметр магнитопровода.

Напряженность магнитного поля в зазоре

H = B/m₀ = 0.2/1.26Ч10^-6 = 158730 A/m;

где m₀ = 1.26Ч10^-6 абсолютная магнитная проницаемость.

L_з = I_н.ном. ЧW/H = 2Ч69/158730 = 0.00087 м = 0.9 мм.

Определяю индуктивность (L1).

Для кольцевого магнитопровода индуктивность равна:

r

a

D

m₀ D+r

L’ = ЧW² Чa Ч ln

2Чp D-r

r = (d''-d')/2 = (20-12)/2 = 4 мм.

D = r + d'= 4+12 = 16 мм.

L'= 1.26Ч10^-6/6.28Ч69²Ч6Ч10^-3Чln((16+4)/(16-4)) = 2.93·10^-6 Гн.

L1 = L'Ч L_с./L_з. = 2.93·10^-6·50.3/0.9 = 0.00016 Гн. = 160 мкГн.

Активное сопротивление обмотки:

R_a. = r_CuЧL/(3.14Чd²/4) = 1.72Ч10^-8Ч1.52/(3.14Ч(0.5Ч10^-3)²/4) = 0.133 Ом.

где r_Cu = 0.0172 ОмЧмм = 1.72Ч10^-8 ОмЧм

удельное сопротивление меди;

L = 2Ч (r+a+2Чd)ЧW = 2Ч(4+6+2Ч0.5)Ч0.001Ч69 = 1.52 м.

длина провода.

Максимальные потери в катушке L1 составляют:

Р_L1.max = I_н.max² ЧR_a. = 2Ч2Ч0.133 = 0.5 Вт.

Расчет генератора напряжения смещения.

Генератор предназначен для подачи “подпирающего” напряжения на двигатели стабилизации для выборки люфта редуктора.

Схема генератора состоит из:

— задающего генератора;

— усилителя мощности;

— трансформатора с выпрямителями.

Задающий генератор выполнен на логическом элементе DD1.1 (триггер Шмитта). Цепочка R2, C2 времязадающая. Питание логических элементов осуществляется от простейшего параметрического стабилизатора выполненного на R1, VD1, C1. Так как потребление DD1 (561ТЛ1) не превышает 0.5 mA, то ток через R1 примем равным 5 mA. Напряжение стабилизации VD1 выбираю равным U_ст = 14 В (при использовании стабилитрона типа Д814Д). Тогда сопротивление резистора R1 определяется как:

R1 < (U_пит.min - U_ст) / I_ст.min = (15-14)/0.001 = 1 кОм

R1 > (U_пит.max - U_ст) / I_ст.max = (36-14)/0.03 = 733 Ом

где I_{ст.max(min)} - максимальный (минимальный) допустимый ток

через стабилитрон. (из справочника)

Принимаю величину R1 = 1 кОм.

Тогда максимальная мощность резистора R1 равна:

Р_R1 = (U_пит.max - U_ст)² / R1 = (36-14)² / 1000 = 0.48 Вт = 0.5 Вт

Элементы DD1.2...1.4 образуют усилитель тока для транзистора VT1. Коллекторный ток I_к.VT1 транзистора VT1 для получения достаточно крутых фронтов и для уменьшения времени рассасывания заряда в базе VT1 необходимо выбирать не менее 10mA. Тогда величина резистора R5 определится как:

R5 = U_пит / I_к.VT1 = 24 / 0.01 = 2.4 кОм.

Тогда максимальный ток базы транзистора VT1 равен:

I_б = I_к.max / h_21э.min = 15mA/40 = 0.4 mA

Тогда величина резистора R3 определится как:

R3 = U_ст / I_б = 14 / 0.4 = 35 кОм

Принимаю R3 = 20 кОм.

Величина резистора R4 должна быть не менее:

R4 > R3Ч(0.7/14) = 1 кОм

Принимаю R4 = 2 кОм.

Транзисторы VT2,VT3 типа КТ815, КТ814; VT4, VT5 типа КТ819, КТ818. Диоды VD2, VD3 типа КД522 или другие импульсные. При выборе транзисторов данных типов времена фронтов получены менее 1 мкс.

Номиналы элементов R6, R7, R8, C3, C4, C5, C6 не рассчитывались и подобраны экспериментально в процессе макетирования. Их значения:

R6 = 2.2 кОм;

R7 = R8 = 100 Ом;

C3 = С4 = 0.15 мкФ;

C5 = C6 = 1.5 мкФ.

Транзисторы VT2, VT3 должны иметь время рассасывания меньшее, чем транзисторы VT4, VT5.

Напряжение смещения, подаваемое на двигатели стабилизации определяется следующим образом. Пусть момент смещения составляет 15% от максимального, тогда напряжение и ток смещения для одного двигателя определится как:

I_см = I_maxЧ0.15 = 1.5Ч0.15 = 225 mA

U_см = R_дЧI_см = 20Ч0.225 = 4.5 B.

где R_д - сопротивление обмотки якоря двигателя;

I_max - максимально допустимый ток двигателя.

Резисторы R9, R10 служат для регулировки тока смещения. Пусть падение напряжения на них составляет 0.5 В, тогда зная падение напряжения на диодах VD4...VD7 равное U_д = 0.6В, определяем напряжение на вторичных обмотках W2...W5 равное.

U₂ = U_д + U_R9 + U_см = 0.6 + 0.5 + 4.5 = 5.6 B.

Напряжение на первичной обмотке W1 равно половине напряжения питания U₁ = U_пит / 2 = 24/2 = 12 B.

Мощность отдаваемая генератором в двигатели стабилизации составляет:

Р₂ = 2Ч2ЧU₂ Ч I_см = 2Ч2Ч5.6Ч0.225 = 5 Вт.

Основываясь на полученных значениях напряжений, токов и мощностей проведем упрощенный расчет трансформатора Т1.

Определяем габаритную мощность трансформатора.

Р_г = Р₂/(КЧКПД)= 5/(0.85Ч0.71) = 8.4 Вт.

где К = 0.71 - коэффициент учитывающий исполнение вторичной обмотки [Л13].

Зная габаритную мощность, задаваясь частотой работы генератора f = 20 кГц и материалом магнитопровода (феррит 2000НМ1), по таблицам [Л13] определяем минимальный типоразмер сердечника магнитопровода, который будет К10х6х3. Принимаю типоразмер сердечника К20х12х6. Площадь его сечения S_с = 0.24 см².

Определяем количество витков первичной обмотки при максимальной индукции магнитопровода В = 0.2 Тл.

U_{пит.мах} /2 36Ч10⁴/2

W1 = = = 47

4ЧfЧBЧS_c 4Ч20000Ч0.2Ч0.24

Принимаю W1 = 50 витков, т.о. на 1 виток приходится 0.36В. Определяем количество витков вторичных обмоток.

W2 = W3 = W4 = W5 = U₂ / 0.36 = 5.6 / 0.36 = 16

Определяем диаметр проводов обмоток задавшись плотностью тока в обмотках j = 10 А/мм².

1) Первичная обмотка.

Ток первичной обмотки:

I₁ = I₂ / КПД = 0.45 / 0.85 = 0.53 A

4ЧI₁ 4Ч0.53

d₁ = = = 0.25 мм

3.14Чj 3.14Ч10

2) Вторичная обмотка.

4ЧI₂ 4Ч0.45

d₂ = = = 0.24 мм

3.14Чj 3.14Ч10

Описание датчика угла (перемещения) фазового типа.

Принцип работы датчика угла (ДУ) основан на том, что скорость распространения электромагнитной волны в проводящей среде меньше, чем её скорость в вакууме. Таким образом, устанавливая на пути распространения волны слой проводящего материала шириной пропорциональной, например, углу поворота ротора ДУ, и измеряя задержку распространения сигнала можно судить о толщине этого слоя и, следовательно, об угле поворота ротора ДУ. Эту задержку удобно измерять сравнивая фазы двух сигналов: задержанного и, например, распространяющегося свободно.

Рассмотрим процесс распространения плоской электромагнитной волны в проводящем полупространстве (пластине бесконечной толщины), т.е. без учёта составляющей волны, отраженной от “задней” стенки пластины. Это допущение справедливо т.к. при переходе электромагнитной волны из среды с низким волновым сопротивлением в среду с высоким волновым сопротивлением отражением в практических задачах можно пренебречь [Л14,стр.178]. В этом случае уравнения описывающие электромагнитную волну распространяю-щуюся в проводящей среде вдоль оси Z имеют вид:

. . . .

H=CЧe^-pz; E=Z_вЧCЧe^-pz ,

.

где С - постоянная интегрирования;

Р=kЧ(1+j) - постоянная распространения [м^-1]; (1)

Z_в=Р/g - волновое сопротивление [Ом];

здесь j - “мнимая” единица;

g - проводимость [(ОмЧм)^-1];

k= (wЧgЧm_а)/2 ;

m_а - магнитная проницаемость [ Г/м ];

w - угловая частота [с^-1];

.

Постоянную интегрирования С найдём из граничных условий. Обозначая напряженность магнитного поля на поверхности

. . .

проводящей среды через H_a=H_aЧe^jЧj при z=0 получим C=H_a . Поэтому с учётом (1) .

H=H_aЧe^-kzЧe^-jkzЧe^jj (2)

.

Аналогично E=H_aЧe^-kzЧZ_вЧe^-jkzЧe^jjЧe^jp/4 (3)

Чтобы записать выражение для мгновенных значений H и E, необходимо правые части (2) и (3) умножить на e^jwt и взять мнимые части от полученных произведений.

H=H_aЧe^-kzЧsin(wt-kz+j) (4)

E=H_aЧ (wЧm_a)/g Чe^-kzЧsin(wt-kz+j+p/4) (5)

Анализируя полученные выражения (4) и (5) выявляются следующие свойства электромагнитной волны в проводнике:

1) Амплитуда H и E с увеличением z уменьшается по показательному закону благодаря множителю e^-kz.

2) Мгновенные значения H и E определяются аргументом синуса, который зависит от z и от wt.

Для того, чтобы охарактеризовать скорость убывания амплитуды электромагнитной волны вводят понятие “глубина проникновения”, понимая под этим расстояние вдоль направления распространения волны на котором амплитуда падающей волны уменьшается в e раз. Глубину проникновения определяют с помощью выражения e^-kd=e^-1, откуда kЧd=1 или

d=1/k= 2/(wЧgЧm_a) (6)

Как видно из выражения (6) d зависит только от свойств проводящей среды g и m_а, и частоты w.

Под длиной волны l в проводящей среде понимают расстояние вдоль направления распространения волны на котором фаза колебаний изменяется на 2Чp. Длину волны определяют из уравнения lЧk=2Чp откуда:

l=2Чp/k (7)

Кроме того, из выражения для аргумента синуса в выражениях (4), (5), можно определить фазовую скорость распространения электромагнитной волны в проводящей среде, т.е. скорость с которой надо было бы перемещаться вдоль оси z чтобы колебание имело одну и ту же фазу. Фаза колебания определяется из аргумента синуса выражения (4):

wt-kz+j=y (8)

Производная от постоянной есть ноль, поэтому:

d/dt{(wt-kz+j)}=0 или w-kЧ(dz/dt)=0; dz/dt=v_фаз; v_фаз=w/k.

Практический интерес представляет разность фаз электромагнит-ной волны в точках разнесённых по оси z на расстояние h=z₁-z₂; (z₁№z₂). Фаза колебания определяется выражением (8), откуда разность фаз Dy=y₁-y₂=kЧ(z₁-z₂)=kЧh

Dy=kЧh=k (wЧgЧm_a/2) [рад] (9)

Как видно выражения (9), разность фаз прямо пропорциональна толщине слоя проводящей среды между точками z₁ и z₂. При этом если в ДУ в качестве проводящей среды используется пластина конечной толщины, то разность фаз будет пропорциональна её толщине.

Проанализируем полученные зависимости числено. Пусть в качестве проводящего слоя используется медная пластина толщиной h=1 мм., проводимость меди g=5.6Ч10⁷ (ОмЧм)^-1. Частота f=5 кГц, тогда w=2ЧpЧ5000=31416 рад/с.; m_а=4ЧpЧ10^-7 Г/м.

k= (wЧgЧm_a)/2= (31416Ч5.6Ч10⁷Ч4ЧpЧ10^-7)/2 =1051 м^-1

Разность фаз падающей и прошедшей волн составляет:

Dy=kЧh=1051Ч10^-3=1.05 рад = 60.2 град.

При этом длина волны в материале пластины равна:

l=2Чp/k=2Чp/1051=0.006 м = 6 мм.

Амплитуда прошедшей через пластину (H) волны будет составлять от первоначальной (H₀=1 А/м):

H=H₀Чe^-kz=1Чe^-1051Ч0.001=0.35 А/м.

Из примера видно, что практическая реализация датчика подобного типа не представляет особых технических сложностей.

Преимущества ДУ фазового типа:

1) Датчик бесконтактный.

2) Диапазон измеряемых углов до 360°.

3) Простота конструкции.

4) Удобство обработки выходного сигнала, т.к. разность фаз легко преобразуется как в цифровую, так и в аналоговую форму.

5) Чувствительность к помехам на несколько порядков ниже, чем в ДУ в которых измеряемому углу соответствует амплитуда выходного сигнала (т.к. внешняя помеха воздействуя на амплитуду сигнала практически не влияет на его фазу).

6) Выходной сигнал ДУ при измерении любого по величине угла имеет большую амплитуду (единицы вольт), поэтому отпадает необходимость использования точных каскадов предварительного усиления, что уменьшает, в том числе, и дрейф нуля зависящий от электроники, который и определяется в основном каскадами предварительного усиления.

7) Стабильность выходных параметров ДУ определяемая фактически только свойствами материала ротора.

8) Лёгкость регулировки крутизны выходной характеристики ДУ изменением частоты питания обмотки возбуждения.

9) Лёгкость получения выходной характеристики любого вида путём изменения толщины материала проводящей пластины.

К недостаткам ДУ подобного типа можно отнести:

1) Относительно сложную электронную часть.

2) Технологические трудности построения датчиков для измерения малых углов.

Рассмотрим некоторые возможные варианты конструкции ДУ.

1) Простейшая конструкция ДУ представлена на рис.1.

Рис.1.

С генератора на ОВ подаётся питающее напряжение. Напряжение на СО отстаёт по фазе от возбуждающего на величину пропорциональную косинусу угла поворота ротора, который выполнен в виде диска переменной толщины.

Недостатком данной конструкции является присутствие постоянного сдвига по фазе между сигналами на ОВ и СО, который в данной конструкции зависит не только от свойств материала ротора, но и от радиальных перемещений ротора и частоты напряжения возбуждения. Эту постоянную составляющую необходимо знать заранее и вычитать из полезного сигнала, что вносит дополнительную погрешность в точность установки нуля ДУ.

2) Для устранения влияния свойств материала ротора на уровень нулевого сигнала и устранение постоянного фазового сдвига применяется дополнительная “опорная” обмотка по конструкции аналогичная измерительной. Конструкция такого ДУ приведена на рис.2.

Рис.2.

На фазоизмеритель подаётся напряжение с двух сигнальных обмоток, сигнал в одной из которых является опорным, а в другой - измеряемым.

В данной конструкции изменение свойств материала ротора от воздействия внешних факторов (например температуры), изменение частоты питания обмотки возбуждения приводит только к изменению крутизны выходной характеристики ДУ. Кроме того уменьшается влияние радиальных смещений ротора.

Если необходимо стабилизировать крутизну ДУ, то это возможно выполнить введением в его конструкцию схемы стабилизации крутизны, представляющую собой дополнительный контур измерения фазы (аналогичный рис.1), который измеряет фазовое запаздывание на дополнительном участке ротора имеющего постоянную толщину при любом повороте ротора и схему управления частотой генератора возбуждения. Фазовое запаздывание измеряемое этим контуром сравнивается с “эталонным” и в случае их несовпадения вырабатывается сигнал управления частотой возбуждающего генератора. Хотя следует заметить, что чувствительность крутизны ДУ (DК_р) зависящая от свойств материала ротора определяется в основном его температурным коэффициентом сопротивления (величина которого для металлов (1ё7)Ч10^-3 [К^-1]) в квадрате. Таким образом в ДУ без стабилизации крутизны DК_р»1Ч10^-6ё5Ч10^-5, что для большинства приложений оказывается достаточным

Приведённые на рис.1 и рис.2 конструкции ДУ позволяют измерять углы поворота ротора не более 180°. Для измерения углов поворота ротора до 360°, в конструкцию необходимо добавить ещё один “комплект” возбуждающих и измерительных обмоток, расположенных под углом 90