Радиолокационный приемник

loading="lazy" src="https://xreferat.com/image/79/1306979374_51.gif" alt="" width="13" height="23" align="ABSMIDDLE" />fкр =

fкр = =73.4 Ггц.

6.Поправочный коэффициент Кс , учитывающий потери в конструкции ДПУ , принимаем Кс = 2. Тогда находим tэ(Uo) = Ксt(Uo).

tэ= 2·0.436 = 0.872 пс.

Эквивалентное сопротивление потерь.

tп э = tэ(Uo)/Спер(U0)

tп э = 0.852/0.172 = 4.9 Ом

Динамическая добротность диода.

Q = = = 2.09

7. Для полученных данных по формулам:

Афt = = Q+1 - 1

Nпу min =()min =(1 - 1/Крпу)2/Афt

Вычисляем оптимальное отношение частот:

Аопр = - 1 = 2.9

Соответствующий ему коэффициент шума:

Nпу min = (1 - 1/20)(2/2.9) + 1 = 1.66 (2.15дБ)

8.Определим значение холостой частоты fx. Чтобы получить максимально возможную полосу пропускания ПДУ, не применяя специальных элементов для ее расширения и упростить топологическую схему ДПУ, в качестве холостого контура используем последовательный контур, образованный емкостью Со и индуктивностью вводов Lпос.диода. Цепь входов холостой частоты замкнут разомкнутым четверть волновым шлейфом, подключенным параллельно диоду, и имеющим входное сопротивление близкое к нулю. В этом случае на холостой контур не влияют цепи сигнала и накачки, а также емкость корпуса диода Скор. Резонансная частота этого контура равна частоте последовательного резонанса диода.

Fxo = = = 26.6 Ггц

9. Отношение частот:

А = fxo/fco =26.6/17.5 = 1.52

Частота накачки:

fнак = fс (1 + А) = 17.5(1 + 1.52) = 44.1 Ггц

10.’’Холодный’’ КСВ сигнальной цепи ДПУ, который требуется обеспечить для заданного резонансного усиления:

=R1/rпос э = (Q/A - 1) , где А = wx/wo ;

Q = 2.9

= () = 6.5

Требуемое сопротивление источника сигнала R1, приведенное к зажимам приведенной емкости в последовательной эквивалентной схеме (рис. 7).

R1 = rrисс э = 6.54.9 = 31.89 ом.

Рассчитанные значения rи R1 обеспечивают подбором согласующих элементов сигнальной цепи ДПУ, что обычно выполняют экспериментально.

11. Для расчета полосы пропускания зададимся коэффициентами включения емкости в холостой (mвых х) и сигнальный (mвых с) контуры.

mвых х = 0.5

mвых с = 0.2

Ппу = fco

Ппу = 17500 = 115 Мгц.

12. Определим необходимость мощности накачки ДПУ.

По рисунку 5-27 [2] для Uo/y = 2.7/1.2 =2.25 и находим коэффициент q =0.4

Pнак д - мощность накачки диода,

Pнак д = wСпер(Uo)t(Uc)(Uo+y)q

Pнак д = 52830= 25 мвт

Для fнак = 36.6 Ггц интерполяцией значений коэффициента:

Pнак д =2.15

Pнак = Pнак д Pнак д

Pнак = 2.1525 мВт = 54 мВт

Pнак = 54 мВт - мощность накачки , которую необходимо подвести к ДПУ.

Рис. 8. Принципиальная схема ДПУ.

4. Проектирование и расчет устройства подавления зеркального канала.

В качестве УПЗК используются полосно - пропускающие фильтры (ППУ). Микроминиатюрный ППФ можно создать если в качестве резонатора использовать ферритовый образец из монокристалла железоиттриевого граната (ЖИГ) в виде обычно весьма малой, отполированной сферы. Сфера ЖИГ, помещенная в магнитное поле, в котором СВЧ поле и внешнее поле от электромагнита взаимно перпендикулярны, в силу физических свойств ферритов , резонирует на частотах ферромагнитного резонатора, равной :

¦= 3.5110Ho [Мгц], где Ho - напряженность внешнего магнитного поля -[A/M].

Изменяя Ho можно в широких пределах перестраивать резонансную частоту.

Исходные данные для расчета:

рабочая частота ¦- 17.5 Ггц.

Полоса пропускания Ппр = 710Кгц.

Полоса заграждения Пз = 4¦= 140Мгц

1. Рассчитаем требуемую напряженность внешнего магнитного поля Ho:

¦= 3.5110Ho Ho =

Ho == 510А/M

2.Для ферритовой схемы выбираем монокристалл ЖИГ с шириной линии ферромагнитного резонанса DН = 40А/M и намагниченностью насыщения ферритовой сферы Мо =1.410А/M.

Определяем ненагруженную добротность ЖИГ резонатора:

Qo = = = 11325

3.Находим необходимое число резонаторов фильтра:

n = (LзS + 6)/20lg(Пз/Ппр)

n = = = 0.5

Примем n=1.

4.Требуемая внешняя добротность ЖИГ резонатора обусловленная каждой петлей связи:

Qвн о = (fo/Пз)ant lg[(LзS + 6)/20];

Qвн о =(17500/140)ant lg[(20+6)/20] = 441

5.По рис. 4.33 [2] определяем для Qвн о = Qвн 1 = Qвн 2 - требуемые внешние добротности каждой петли связи.

Qвн450 требуемый радиус петли связи в этом случае:

r = 3rсф , а rсф = 0.6 мм. r =1.8 мм.

Таким образом определены необходимые данные для конструирования ЖИГ резонаторов и петель связи, выполненных из ленточного проводника шириной 0.4 мм.

6.По формуле : Ппр/¦=1/ Qвн о , уточняем полосу пропускания двухрезонаторного ППФ:

Ппр = 17500Мгц/450 = 39Мгц.

7.По формуле Lo = 4.34 n Qвн о/ Q о

рассчитываем потери на резонансной частоте:

Lo =4.34/11325 = 0.34дб.

8. Пологаем потери рассеяния на границах полосы пропускания , согласно Lo гр = 2.5 Lo = 0.85 дб.

Тогда суммарное затухание фильтра на границе полосы пропускания :

Lгр = 1+0.85 = 1.85дб.

5. Проектирование и расчет преобразователя частоты.

Наиболее важными требованиями , предъявляемыми к электрическим параметрам смесителей СВЧ, является: минимальный коэффициент шума, достаточная полоса рабочих частот, минимальная мощность гетеродина.

Балансные смесители обладают некоторыми преимуществами перед однодиодными небалансными смесителями. Балансный смеситель (БС) работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость и позволяет уменьшить мощность гетеродина, прсачивающуюся в антенну. Однако можно использовать однодиодный небалансный смеситель.

Исходные данные:

fo = 17.5Ггц - рабочая частота.

Шпч10 необходимо применить балансный ПЧ.

fпч = 35Мгц - промежуточная частота.

1.Выберем смесительные диоды и определим их параметры по таблице 7.1 [2].

Используем тип ОБШ АА112Б в микростеклянном корпусе, имеющем, при

Рг = 3мВт, потери преобразования Lпр 6дб, шумовое отношение = 0.85,

rвых сд = 490...664 Ом и Fнорм 7дб,

где Fнорм - нормированный коэффициент шума.

2.Проектирование топологической схемы смесительной секции.

Выбираем схему с согласующим короткозамкнутым шлейфом перед диодом. Волновое сопротивление четвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепи секции принимаем для низкоомных и высокоомных отрезков соответственно 20ом и 90ом.

Рис.9 Топологическая схема микрополосковой смесительной секции с согласующими короткозамкнутым шлейфом lшл перед диодом:

1- короткозамкнутый отрезок МПЛ для компенсации реактивной составляющей полной проводимости на входе отрезка l1.

2 - диод в стеклянном корпусе.

3 - низкоомный разомкнутый четвертьволновый шлейф.

3.Проектирование СВЧ - моста.

В балансном смесителе , предназначенном для малошумящего двухбалансного смесителя необходимо использовать синфазно- противофазные , т.е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако учитывая относительно неширокую заданную полосу (Ппр= 853.5), целесобразно использовать квадратурный двухшлейфовый мост со сдвигом смесительных секций друг относительно друга на , поскольку с ним можно получить более компактную топологическую схему БС и МШДБС в целом (см. Рис. 10).

Рис.10. Топологическая микрополосковая секция малошумящего двухбалансного смесителя.

СД - однофазный делитель мощности пополам в виде Т соединения линий с согласующим четвертьволновым трансформатором на входе.

КД - квадратурный делитель мощности пополам в виде квадратурного СВЧ - моста с согласованной нагрузкой в неиспользованном плече.

1. Расчет и проектирование двухшлейфного моста.

Исходные данные:

fc=17.5Ггц.

Подложка из феррита толщиной h=0.5мм имеет диэлектрическую проницаемость среды = 9 и tg угла диэлектрических потерь tg =0.005 , материал проводников - золото, проводящие линии имеют W=50.

1)Определяем волновое сопротивление основной линии:

Wл = W/ = 50/= 35.5ом. Для шлейфов Wш = W = 50 ом.

2)По формуле W/h = (314/ W) - 1, находим ширину полоски основной линии:

= ((314/ W) - 1)h = ((314/35.5) - 1) 0.5 = 0.97 мм.

Шлейфов:

= ((314/50) - 1) 0.5 = 0.55 мм.

3)По формулам :

= /,где - длина волны в линии,

- длина волны в воздухе,

- диэлектрическая проницаемость среды в линии,

= 0.5[1+ + (- 1)/]

Для основной линии:

= 0.5[1+ 9 +(9- 1) /] = 6.61,

и = 23/4= 2.23 мм.

Для шлейфов :

= 6.26,

= 2.3 мм.

4)Рассчитаем полные потери в основной линии и шлейфе моста. Для расчета потерь проводимости из таблицы 3.5 [2] находим удельную проводимость золота : = 4.110см/м и толщину слоя = 0.78 мкм.

По формуле:

Rп = 1/ = ,

Определим поверхностное сопротивление проводника :

- удельная проводимость проводника.

= 2f - рабочая частота.

=1.25610г/м - магнитная проницаемость в вакууме.

= относительная магнитная проницаемость среды.

Rп = 1/4.1= 0.031ом/м.

Погонные потери проводимости МПЛ основной линии:

= 8.68 Rп/W,

= 8.680.031/35.5= 0.078 дб/см,

и щлейфа:

= 8.680.031/500.055 = 0.98 дб/см,

Потери проводимости отрезка основной линии и шлейфа соответственно равны:

a= = 0.0780.223 = 0.017 дб,

a= 0.0980.23 = 0.023 дб.

5)Аналогичным образом вычислим диэлектрические потери отрезкав МПЛ моста, используя формулу:

=27.5

Потери основной линии:

a== 0.22327.3= 0.102дб.

Потери шлейфа:

a= 0.2327.3=0.115дб.

Т.о. получено, что диэлектрические потери больше потерь проводимости (из за большой величины tg - угла диэлектрических потерь).

6)Такие потери шлейфа и основной линии моста соответственно равны:

a=a+a= 0.023 + 0.115 = 0.132дб = 0.015 Нп,

a= a+a= 0.017 + 0.102 = 0.129 дб = 0.014Нп.

7)КСВ входных плеч моста:

=(2+3a+3a)/(2+a+a),

=(2+33)/(2+0.015+0.014)= 1.07.

Развязка изолированного плеча:

L= 20 lg a+a)/(a+a)],

L