ПРОЕКТИРОВАНИЕ И КОНСТРУИРОВАНИЕ СВЧ ИНТЕГРАЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ

width="2048" height="351" align="ABSMIDDLE" /> (6)

Здесь f — частота, Гц;  — проводимость материала основания и полоски, 1/Ом•м; tg—тангенс угла диэлектрических потерь. На частоте f == 10 ГГц, например, коэффициент затухания линии с волновым сопротивлением Z₀ = 50 0м, материалом проводников— медью на диэлектрической подложке с = 10 имеет следующий порядок: _м = 0,5; 0,95; 2 дБ/м при h=1; 0,5; 0,25 м соответственно. Как видно из приведенного примера, потери в линии увеличиваются с уменьшением толщины подложки h.

Материалы, применяемые для подложек, имеют весьма малый tg  (1...2)10^-4, поэтому коэффициенты затухания в диэлектрике до частот f = 10 ГГц _ < 0,1 дБ/м, т. е. потери в диэлектрике значительно меньше потерь в проводниках линии.

Коэффициент затухания, обусловленный излучением, в правильно изготовленной регулярной линии мал, и им обычно пренебрегают. На высоких частотах (f > 10 ГГц) при наличии нерегулярностей возрастает уровень волн высших типов и потери на излучение становятся заметными.

Максимальная передаваемая по несимметричной полосковой линии средняя мощность ограничивается допустимым нагревом подложки и проводников. Ориентировочные значения предельных мощностей линии с поликоровой и сапфировой подложками составляют 80...100 Вт.

Предельная импульсная мощность определяется допустимым значением напряженности электрического поля в подложке. Эта мощность составляет несколько киловатт при скважности сигнала более 50.

Для уменьшения паразитных связей с соседними цепями, герметизации микросборок и механической защиты линии применяют экранированные микрополосковые линии (рис. 2.7). Близость крышки экрана к полоске изменяет параметры линии. Волновое сопротивление линии и эффективная диэлектрическая проницаемость при этом уменьшаются. Например, при  = 7,5; w/h = 1 установка экрана на высоте b/h = 2 уменьшает волновое сопротивление Zo = 65 0м до 55 0м и _э = 4,8 до 4. При расстоянии до экрана b/h > 5 параметры линии изменяются мало, поэтому располагать экран ближе к линии не следует.

В последние годы разработаны еще два типа линии передачи для пленочных микросхем: щелевая линия и компланарный волновод. У этих типов линий все проводники расположены на одной поверхности подложки. Щелевая линия образуется одной узкой щелью в проводящем слое, нанесенном на одну сторону подложки. В компланарном волноводе две щели. Конструкция этих линий оказывается удобной при параллельном включении в них различных сосредоточенных элементов, в том числе и активных полупроводниковых приборов.

Структура поля в щелевой линии и компланарном волноводе существенно отличается от структуры поля волны типа Т. Поле щелевой линии, например (рис. 2.8), имеет продольную составляющую магнитного поля Н, т. е. это фактически волна типа H, хотя ее критическая частота равна нулю. В этих линиях могут распространяться колебания любой частоты, вплоть до f = 0.

Надо отметить, что в названии щелевой линии имеется терминологическая неточность. В электродинамике и технике СВЧ волноводом принято называть тракт, структура поля которого имеет продольные составляющие полей Е или Н (металлический, диэлектрический, лучевой волноводы). С этой точки зрения щелевая линия является волноводом.

Подложки рассматриваемых линий выполняют из материалов с высокой диэлектрической проницаемостью. Это обеспечивает концентрацию поля вблизи щели. Фазовая скорость, длина волны и волновое сопротивление таких линий зависят от частоты, т. е. эти системы дисперсионные.

Отметим еще одно свойство этих типов линии. Магнитное поле имеет две ортогональные составляющие, сдвинутые по фазе. Следовательно, в линиях есть области эллиптической поляризации магнитного поля. Если в этих областях разместить намагниченный поперечным магнитным полем феррит, то, используя эффект Коттона—Мутона и поперечный ферромагнитный резонанс феррита, можно создать невзаимные приборы: вентили, циркуляторы, фазовращатели с дифференциальным фазовым сдвигом.

Остановимся более подробно на щелевой линии. В нулевом приближении все фазовые характеристики поля определяются с помощью эффективной диэлектрической проницаемости, которая зависит от  материала подложки:

7

Последующие приближения, требующие решения граничной задачи, показывают зависимость _э от частоты и геометрии линии (рис. 2 10). Здесь же приведена кривая для несимметричной микрополосковой линии (штриховая кривая).

Следует оговорить понятие волнового сопротивления щелевой линии. Поскольку поле в щелевой линии не потенциальное, волновое сопротивление здесь вводится как волновое сопротивление линии, эквивалентной волноводу. Отсюда и его зависимость от частоты (рис. 2.11). Здесь же дана кривая волнового сопротивления несимметричной микрополосковой линии.

Омические потери обоих типов линий примерно одинаковы. Возбуждать щелевую линию можно или микрокоаксиальным кабелем, или несимметричной линией. В первом случае внешний проводник коаксиала соединяют с одной металлической пластиной, внутренний — с другой.

Интересные возможности для создания миниатюрных СВЧ устройств открываются при объединении щелевой и несимметричной линий. В этих устройствах щель расположена на одной стороне подложки, полоска — на другой Изменяя расстояние между щелью и полоской, можно изменять связь между линиями. Таким образом, легко изготовить направленный ответвитель с распределенной связью.

Полосно-заграждающий фильтр (ПЗФ) можно построить, используя в качестве резонаторов резонансные щели, а в качестве возбуждающих резонаторы устройств — полоску на обратной стороне подложки (рис. 2.12, а). Полосно-пропускающий фильтр (ППФ) можно создать на основе щелевой линии (рис 2 12, б). Резонансными системами здесь также служат полуволновые щели.

Если в области эллиптически - поляризованного магнитного поля щелевой линии разместить поперечно-намагниченный феррит, то можно создать невзаимные устройства. В фазовращателях, изображенных на рис. 2 13, использованы железо-итгриевые гранаты (ЖИГ). Такой фазовращатель создает невзаимный фазовый сдвиг в 12 град/см. Наилучшие образцы фазовращателей создавали фазовый сдвиг в 28 град/см. Соответственно для создания гиратора (сдвиг 180°) длина фазовращателя должна быть равной 6,5 см.

Конструкция компланарного волновода (рис 2 14) также удобна для параллельного включения сосредоточенных элементов. Компланарный волновод легко возбудить с помощью коаксиального перехода. При этом центральный проводник коаксиальной линии 1 соединяется с центральной полоской волновода 2. Такие переходы имеют удовлетворительные характеристики в широкой полосе частот.

На основе компланарного волновода также созданы невзаимные устройства. Так, в компланарном резонансном вентиле ферритовые пластины размещены в обеих щелях. Один из таких вентилей, выполненный на монокристаллической рутиловой подложке, при частоте f 6 ГГц имел прямые потери 2 дБ и обратные 37 дБ. Общая длина вентиля 20 мм. Ширина центральной полоски 0,76 мм, толщина подложки 0,63 мм. Ферритовые пластинки размером 0,25  0,13  15мм размещены в щелях волновода.

Фазовые характеристики поля в компланарном волноводе, как и в щелевой линии, рассчитывают по приближенным формулам. Волновое сопротивление волновода выражается через погонную емкость С_n и фазовую скорость V_ф:

(8)

где С_n=( + 1) ₀2a/b; a/b = k(n)/k (n);

n = a₁/b₁; k(n) = k(n); k – полный элептический интеграл первого рода.

Значение волнового сопротивления при  = 20, a₁/b₁ = 0.1 составляет примерно 50 0м.

Таковы основные параметры регулярных микрополосковых линий, которые являются элементной базой для построения сложных узлов СВЧ.

Делители мощности могут быть ненаправленными и направленными.

Ненаправленные делители используют для деления мощности на два канала или для суммирования мощностей двух сигналы. Они представляют собой тройники, т. е. шестиполюсные устройства. Как известно, шестиполюсные устройства не могут быть согласованы одновременно со всех трех плеч. Одновременное согласование со всех трех плеч приводит к развязке между какими-либо плечами. Однако со стороны одного или двух плеч такие тройники могут быть согласованы с помощью ступенчатых согласующих трансформаторов (рис. 2.15). Выбирая закон изменения волнового сопротивления трансформатора, можно обеспечить требуемую частотную характеристику делителя. Наибольшее применение нашли чебышевская и максимально-плоская характеристики. Расчет тройника включает расчет регулярной линии и ступенчатого трансформатора.

Наибольшее применение в микрополосковой технике нашли направленные кольцевые делители мощности с развязывающим сопротивлением (рис. 2.16). Их применяют для разветвления и суммирования сигналов в системах питания фазированных антенных решеток (ФАР), мощных усилителях на транзисторах, в смесителях, переключателях и т. п.

Значение волнового сопротивления кольца делителя с равным делением мощности равно . Развязывающее сопротивление R = 2Z_o выполняется в виде поглощающей пленки. Длина полукольца . Типовые параметры делителя следующие: в полосе частот f_max/f_min = 1,4, Ксв  1,22, развязка выходных плеч более 20 дБ.

Кольцевые дели гели могут быть изготовлены и для неравного деления мощности, Р₁/Р₂= п². В одном из таких делителей (рис 2.16, б) длины полуколец остаются равными четверчи длины волны в линии, а их волновые сопротивления соответственно равны

Отношение Р₁/Р₂ должно быть не более четырех. При большем соотношении мощностей делитель трудно согласовать с входными линиями.

Направленные ответвители и мостовые схемы. В микрополосковых линиях, как правило, используют направленные ответвители с распределенной связью. Ответвители этого типа (рис. 2.17) являются противонаправленными, т. е. у них отсутствует связь между плечами 1—4 и 2—3. Исходной величиной для расчета ответвителя является переходное затухание с [дБ] = 10 lg P1/P2. По этой величине рассчитывают сопротивление связи и геометрические размеры полосок.

Из мостовых схем в микрополосковой технике наибольшее распространение получили шлейфные мосты (рис. 2.18) и гибридные кольца (рис. 2.19).

В простейшем случае двухшлейфного моста, называемого квадратным мостом, волновые сопротивления вертикальных плеч равны

Z_o, а горизонтальных Z1 = Zo/sqr(2). Для расширения полосы рабочих частот и изменения степени деления мощности в выходных плечах применяют многошлейфные схемы. Устройство и принцип работы микрополоскового гибридного кольца такие же, как и у гибридного кольца на других типах линий.

Для уменьшения габаритов мостовых схем и кольцевых делителей в микрополосковом исполнении в метровом и дециметровом диапазонах можно выполнять на сосредоточенных L-, С- элементах. На центральной частоте четвертьволновому отрезку линии эквивалентны П- или Т- звенья фильтров нижних (ФНЧ) или верхних (ФВЧ) частот (рис. 2.20), если элементы ФНЧ, например, выбраны из условий

(9)

Возможны различные варианты построения схем на сосредоточенных элементах. Кольцевой делитель, например, может быть реализован в соответствии со схемами, представленными на рис. 2.21.

Как видно из рис. 2.22, частотные зависимости делителей на сосредоточенных элементах выражены сильнее, чем зависимости делителей на отрезках линий. Однако в полосе 10% Ксви< 1,1, переходное затухание C₃₁  3,05 дБ, развязка плеч С₂₃ >= 25 дБ. Следовательно, в этой полосе частот делители (сумматоры) на сосредоточенных элементах могут заменять схемы из отрезков линий.

В микрополосковых устройствах широко используют частотно-избирательные фильтры. ФНЧ обычно имеют ступенчатую структуру. Полосовые фильтры (ППФ.ПЗФ) выполняют на резонансных отрезках линий, связанных электромагнитной и кондуктивной связью. Строгая теория фильтров на микрополосковой линии отсутствует. Следовательно, и расчет фильтра будет приближенным. Экспериментальная настройка микрополоскового фильтра чрезвычайно затруднена из-за малых размеров всех элементов.

Кроме того, относительно высокие потери в микрополосковой линии не позволяют изготовить очень узкополосные фильтры. В последние годы исследуются вопросы построения узкополосных фильтров из диэлектрических резонаторов с полосой пропускания порядка 0,1%. Однако пока еще остается нерешенной проблема стабильности частотных характеристик таких фильтров из-за больших значений температурных коэффициентов емкости материалов с высокой диэлектрической проницаемостью.

Управление амплитудой и фазой СВЧ сигналов.

В современных радиотехнических системах широко применяют устройства управления амплитудой (многоканальные переключатели, аттенюаторы, амплитудные модуляторы, ограничители) и фазой (фазовращатели) СВЧ сигнала.

Для этих целей используют СВЧ диоды. Управляющий СВЧ диод может включаться в линию последовательно или параллельно.

В микрополосковую линию бескорпусные диоды обычно включают параллельно.

Принцип работы многоканального переключателя (рис. 2.22) заключается в том, что при подаче положительного смещения диод открывается, его сопротивление становится намного меньше Z0 и линия в этом сечении шунтируется диодом. Подводимая мощность отражается от этого сечения линии. Если же на диод подать отрицательное смещение, то он закрывается, его сопротивление становится большим и не шунтирует линию. В диоде поглощается небольшая доля переключаемой мощности. Это позволяет выполнять переключатели для относительно большой мощности на маломощных приборах. Если эта мощность мала (менее 1 Вт), то можно применять СВЧ диоды различных типов: варакторы, туннельные диоды и др. Если же уровень мощности превышает 1 Вт, то пригодны только р—i—n - диоды, способные рассеять до 10 Вт средней мощности. Необходимо отметить, что вносимые потери в переключателе в режиме пропускания L_П и запирания L_З связаны зависимостью

где R_max, R_min — сопротивления диода при подаче отрицательного и положительного смещения соответственно, К — качество р—i — n-диода.

Обычно переключатели разрабатывают на максимальный уровень переключаемой мощности. В этом случае режим работы переключателя целесообразно выбрать таким, чтобы в положениях «включено» и «выключено» в диоде поглощалась одинаковая мощность. При этом в диоде поглощается около 6% коммутируемой мощности. Потери в режиме «включено» составляют 0,5 дБ, в режиме «выключено» 26...28 дБ. Если требуется увеличить вносимые потери в режиме «выключено», вдоль линии можно установить несколько диодов на расстоянии четверти длины волны. Мощность управления одним р—i—n - диодом составляет 0,03...0,1 Вт.

Если нужно уменьшить мощность управления (например, при большом числе диодов), можно применить варакторы МДП. У этих приборов при изменении напряжения смещения изменяется емкостная проводимость. Ток утечки в них не превышает 10^-14 А, из за чего требуемая мощность управления существенно уменьшается.

На основе одноканального переключателя созданы электрически управляемые аттенюаторы. В них напряжение смещения диода плавно изменяют в пределах ±U_см При этом вносимое затухание изменяется в пределах 0,5...28 дБ.

Если в линию включить варактор или диод с барьером Шоттки без внешнего смещения, то на нем за счет проходящего сигнала поддерживается постоянное напряжение порядка 1 В, т. е. происходит амплитудное ограничение сигнала. Такие схемы используются в РЛС для защиты входных цепей приемников и в ЧМ приемниках для устранения паразитной амплитудной модуляции.

Переключающие свойства р—i—n -диодов используют длч создания дискретных микрополосковых фазовращателей (рис. 2.23). Такие фазовращатели для упрощения управления ими строят in принципу двоичной разрядности (первый разряд обеспечивает изменение фазы на величину , второй — на 2 , третий — на 4  и т. д.).

На рис. 2,24 показаны 3 схемы одного разряда микрополосковых фазовращателей. В схеме, приведенной на рис. 2.24, а, изменение фазы обеспечивается переключением отрезков линии разной длины. В фазовращателе, изображенном на рис. 2.24, б, используются свойства моста (как правило, это микрополосковый квадратный мост).

В шлейфном фазовращателе (рис. 2.24, в) фаза изменяется за счет того, что с помощью диода на конце шлейфа создается режим короткого замыкания или холостого хода. При этом изменяется характер сопротивления, включенного в линию. Такой фазовращатель может давать любые дискретные значения фазы, кроме 180°. При значении фазы, близком к 180°, требуются слишком большие волновые сопротивления шлейфов, и их невозможно реализовать.

Достоинство полупроводниковых дискретных фазовращателей заключается в том, что точность установки фазы определяется не уровнем управляющего напряжения, а только фактом его наличия. Этим самым снижаются требования к управляющему устройству.

Современные ФАР требуют трех- или четырехрядных фазовращателей (Дф = 45 или 22,5°). Трехразрядный фазовращатель Х-диапазона имеет потери порядка 1,5 дБ.

Интегральные СВЧ ферритовые приборы.

В технике СВЧ широко применяются ферритовые устройства. Это объясняется тем, что феррит является практически единственной освоенной в производстве средой с управляемым параметром , обладающей невзаимными свойствами. Попытки создать аналогичные приборы на магнитной плазме и сегнетоэлектриках хороших результатов пока не дали.

Переход к интегральному исполнению этих устройств представляет большой интерес. Трудность построения ферритовых приборов на микрополосковой линии связана с тем, что в ней магнитное поле линейно поляризовано. Для создания же невзаимных приборов требуется круговая или близкая к ней поляризация магнитного поля. Потому не все ферритовые СВЧ приборы можно выполнить в микрополосковой конструкции.

Наиболее разработаны мостовые трехплечие микрополосковые Y-циркуляторы (рис. 2.25). Одна из конструкций микроциркулятора выглядит следующим образом. На заземленное основание укладывается ферритовая подложка толщиной 0,6 мм. Центральная полоска шириною 0,064 мм напыляется на феррит. В центре 120°-ного разветвления полосковой линии напыляется металлический диск диаметром 0,58 мм. Постоянный магнит имеет диаметр, несколько больший диаметра центрального металлического диска. Таким образом, намагничивается только часть феррита непосредственно в области разветвления. Прямые потери в таком циркуляторе Х - диапазона не превышают 0,6 дБ, развязка плеч не менее 20 дБ.

При включении в одно плечо циркулятора согласованной нагрузки он превращается в вентиль.

4. Активные СВЧ устройства

СВЧ полупроводниковые приборы.

СВЧ устройства в гибридном исполнении с полупроводниковыми активными элементами используют в основном в маломощных трактах радиопередающих устройств и в приемных трактах радиоэлектронной аппаратуры в качестве генераторов, модуляторов, усилителей и преобразователей.

К наиболее употребительным в настоящее время активным полупроводниковым элементам СВЧ можно отнести транзисторы и диоды с отрицательным сопротивлением разных типов. Кроме того, применяют диоды, имеющие нелинейную зависимость емкости р—n - перехода от напряжения, например параметрические диоды, варакторы и диоды с накоплением заряда (ДНЗ). За исключением параметрических усилителей и генераторов, устройства с нелинейной емкостью не обладают активными свойствами. Это пассивные умножители СВЧ, а также устройства для амплитудной, частотной и фазовой модуляции.

Рассмотрим кратко свойства СВЧ устройств, построенных на активных и нелинейных пассивных элементах.

Усилители СВЧ мощности на транзисторах применяют в метровом и дециметровом диапазонах при выходных мощностях от сотен ватт (в метровом диапазоне) до единиц и долей ватта на длинноволновой границе сантиметрового диапазона. Широкополосность таких усилителей составляет 10...15%. Коэффициент усиления от 20... ... 25 дБ в длинноволновом участке указанного диапазона, до единиц децибел в коротковолновой части этого диапазона. К.П.Д. = 15... ...50%, что заметно больше, чем у усилителей мощности, построенных на других полупроводниковых активных элементах СВЧ.

На транзисторах строят малошумящие усилители СВЧ вплоть до сантиметрового диапазона волн при коэффициенте усиления 20...30 дБ и коэффициенте шума 5...8 дБ. Кроме того, на транзисторах выполняют автогенераторы в диапазоне от метровых до сантиметровых волн как с механической, так и с электронной перестройкой частоты. В таких автогенераторах, как правило, используют внешние цепи обратной связи, что усложняет их по сравнению с диодными генераторами. К основным достоинствам транзисторных устройств СВЧ следует отнести повышенное значение К. П. Д. и обеспечение однонаправленных свойств усилителей без введения дополнительных невзаимных элементов.

Генераторы и усилители на диодах с отрицательным сопротивлением используют главным образом в сантиметровом и миллиметровом диапазонах. Принцип действия таких устройств основан на компенсации сопротивления потерь колебательной системы (с учетом сопротивления, вносимого нагрузкой) отрицательной активной составляющей полного сопротивления диода. При полной компенсации потерь в генераторе устанавливаются автоколебания. При частичной компенсации потерь происходит регенеративное усиление внешних колебаний. Для получения автоколебаний в диодном генераторе не требуется внешних цепей обратной связи. Регенеративные усилители не обладая однонаправленными свойствами, требуют использования невзаимных устройств, например, циркуляторов.

В диодных генераторах и усилителях СВЧ используют диоды с различной природой образования отрицательного сопротивления, а именно: лавинно-пролетные диоды (ЛПД), диоды с переносом электронов (ДПЭ), туннельные диоды (ТД).

На ЛПД строят генераторы с выходной мощностью единицы ватт в сантиметровом диапазоне и сотни милливатт в миллиметровом. Широкому применению усилителей на ЛПД препятствуют неудовлетворительные шумовые характеристики, обусловленные лавинным механизмом генерирования носителей заряда в этих диодах. Генераторы на ДПЭ в 3...10 раз уступают по мощности генераторам на ЛПД, однако ДПЭ характеризуются несколько лучшими, чем ЛПД, шумовыми свойствами: коэффициент шума усилителей на ДПЭ 10...15 дБ. Оба типа генераторов имеют приближенно одинаковый к. п. д., измеряемый единицами процентов.

Туннельные диоды применяют в малошумящих усилителях дециметрового и сантиметрового диапазонов. Коэффициент усиления таких усилителей составляет 10...20 дБ при коэффициенте шума 5...7 дБ. Использованию ТД в генераторах и мощных усилителях СВЧ препятствует малое значение рабочего напряжения на диоде (доли вольта), что вызывает необходимость увеличивать ток диода для увеличения мощности. В режиме больших токов и малых напряжений при М-образной вольт-амперной характеристике трудно обеспечивать устойчивость цепи питания ТД. Устойчивость цепи питания используемых на практике источников может быть обеспечена только при рассеянии существенной части мощности источника в стабилизирующем резисторе, а следовательно, при значительном снижении К. П. Д. генератора.

Наилучшими шумовыми свойствами по сравнению с рассмотренными обладают полупроводниковые параметрические усилители, коэффициент шума которых порядка 0,5...3 дБ. Усилители на параметрических диодах применяют в диапазоне от дециметровых до миллиметровых волн с коэффициентами усиления 15...40 дБ. В генераторах накачки параметрических усилителей могут быть использованы ЛПД и ДПЭ. К стабильности частоты, уровню мощности и спектральным характеристикам таких генераторов предъявляют жесткие требования.

Умножители СВЧ на варакторах и ДНЗ применяют обычно для умножения частоты колебаний транзисторных усилителей мощности. С помощью таких транзисторно-варакторных цепочек получают колебания в коротковолновой части дециметрового диапазона и в сантиметровом диапазоне с удовлетворительными для многих практических применений значениями мощности и к. п. д. На выходе варакторных умножителей, работающих с запертым р — n - переходом, могут быть получены колебания миллиметрового диапазона. Как уже отмечаясь, такие умножители не имеют усилительных свойств, коэффициент передачи по мощности у них всегда меньше единицы и тем меньше, чем больше коэффициент умножения.

Особенности гибридных устройств СВЧ с активными и нелинейными элементами.

Полупроводниковые активные элементы СВЧ в настоящее время не могут быть выполнены интегрально с остальными элементами СВЧ устройства. Устройства СВЧ с полупроводниковыми элементами состоят из электромагнитных систем СВЧ, выполненных по тонкопленочной технологии, и навесных полупроводниковых приборов в обычном или бескорпусном исполнении, т. е являются гибридными. Основной задачей в этом случае является миниатюризация устройства. Малые размеры активных полупроводниковых элементов и ограниченность электронного К. П. Д. приводя к чрезмерной локализации тепловыделения и необходимости применять в случае больших мощностей рассеяния эффективные теплоотводы и устройства охлаждения, ограничивающие степень миниатюризации.

Возможности миниатюризации электромагнитных систем в пленочном исполнении связаны со следующим. Основным типом электромагнитной системы в пленочном исполнении является микрополосковая несимметричная линия. Колебательные цепи генераторов и усилителей СВЧ должны содержать резонансные отрезки линий. длина которых соизмерима с длиной полуволны. Для уменьшения эффективной длины волны в линии (примерно в 2,5 раза), а также для сокращения поперечных размеров линии (до десятых долей миллиметра) можно использовать тонкие диэлектрические подложки с большими значениями диэлектрической проницаемости (порядка 10). Однако столь малые поперечные размеры приводят к увеличению потерь проводимости. Кроме того, диэлектрики с большими значениями диэлектрической проницаемости обладают повышенными потерями. В результате добротность колебательных систем такого типа оказывается в среднем на 0,5... 1,5 порядка меньше, чем у волноводных и коаксиальных колебательных систем. В результате уменьшается электромагнитный К. П. Д. мощных усилителей и генераторов и ухудшаются шумовые свойства маломощных устройств.

В дециметровом диапазоне резонансные отрезки линий даже при использовании материалов подложек с большой диэлектрической проницаемостью получаются неприемлемо длинными. Поэтому в указанном диапазоне волн приходится отказываться от использования микрополосковых линий и строить колебательные системы на сосредоточенных индуктивных элементах в виде плоских спиралей в сосредоточенных конденсаторах навесного типа или в пленочном исполнении. Для уменьшения уровня излучения таких элементов их размеры должны быть достаточно малы по сравнению с длиной волны, а следовательно, поперечные размеры проводников (например, плоских спиралей) уменьшаются по сравнению с размерами полосковых линий, потери же проводимости соответственно увеличиваются. Тем не менее значения добротности сосредоточенных элементов могут быть порядка сотни (рис. 2.26). При малых значениях частоты добротность уменьшается из-за уменьшения реактивного сопротивления, а при больших значениях частоты — из-за увеличения потерь проводимости, вызванных скинэффектом, и главным образом потерь на излучение. Практически сосредоточенные индуктивные и емкостные элементы применяют на частотах, не превышающих 1 ГГц.

Отметим еще одну особенность гибридных СВЧ устройств трудность введения элементов настройки и регулировки электромагнитных систем. Введение навесных элементов механической регулировки резко ухудшает технологичность изделия. Неизбежный разброс параметров полупроводниковых элементов, а также ошибки изготовления при отсутствии регулировочных элементов могуг затруднить реализацию оптимальных режимов работы устройства. Поэтому желательно предусматривать элементы подбора параметров электро-магнитных систем, а также использовать электронные способы перестройки.

Итак, гибридные устройства СВЧ могут иметь худшие параметры, чем аналогичные устройства на объемных электромагнитных системах. Тем не менее их применение оправдывается существенным улучшением технологичности, а также уменьшением габаритов и массы, особенно для маломощных устройств.

Конструктивные и топологические решения

При конструировании гибридных устройств СВЧ возможны разнообразные решения, различающиеся способами установки диэлектрических подложек с пленочными и навесными элементами в металлический корпус, способами соединения элементов, выполненных на отдельных подложках, а также способами крепления полупроводниковых приборов.

В маломощных устройствах полупроводниковые приборы можно навешивать на диэлектрическую подложку так же, как и пассивные навесные элементы. При повышенных мощностях желательно обеспечить контакт полупроводникового прибора с корпусом устройства, который в этом случае выполняет роль теплоотвода и радиатора. Для эгого в подложке делают отверстие, в котором и устанавливают полупроводниковый прибор. Соединение усчройств, выполненных на отдельных подложках, может быть либо с использованием коаксиальных разъемов, либо безразъемное. В последнем случае подложки соединяемых устройств располагают вплотную друг к другу в одной плоскости и паяют пленочные проводники и металлизированные основания подложек. При безразъемном соединении могут быть применены как отдельные металлические корпуса, так и один общий для нескольких подложек корпус.

При разработке топологии устройств учитывают требования к плотности размещения микрополосковых и других плeнoчныx элементов, требования минимизации неоднородностей при изгибах и ответвлениях, а также некоторые технологические требования, например, к минимальной ширине полоски или зазора между полосками. В некоторых случаях учитывают соображения, связанные с тепловым режимом устройства. Колебательные системы однокаскадного транзисторного усилителя выполнены на основе микрополосковых линий с использованием навесных конденсаторов в системе блокировки источника питания. Выводы транзистора соединяются с соответствующими контактными поверхностями, обозначенными буквами на рисунке

Расчет геометрических размеров пленочных элементов.

В случае реализации электромагнитных систем СВЧ устройств с использованием отрезков несимметричных микрополосковых линий их геометрические размеры, необходимые для обеспечения заданных электрических характеристик, рассчитывают по формулам и графикам.

Значения пленочных индуктивных элементов, используемых в СВЧ диапазоне, лежат в пределах от единиц до нескольких десятков наногенри. Индуктивные элементы могут быть выполнены в виде отрезков пленочного проводника, а также в виде плоских спиралей.

Значение индуктивности [нГ] металлической полоски без учета влияния металлического основания подложки равно

(10)

где l, o —длина и ширина полоски, мм

С учетом влияния металлического оспорения индуктивность рассчитывают по формле:

(11)

где h — толщина подложки

Значение индуктивности в форме круглой или квадратной спирали равно

(12)

где k — коэффициент (k = 5 для круглой и k = 6 для квадратной спирали), D_k—внешний диаметр (сторона) спирали, мм; d_к — внутренний диаметр (сторона) спирали, мм; N_к — число витков. Для внешнего диаметра спирали справедлива формула

D_k-d_k+(2N_k—1)s_k+2, (13)

где s_k — шаг спирали, мм; — ширина спиральной полоски, мм.

Число витков спирали

N_k = [(D_k+s_k)-(d_k+2)]/2s_k, (14)

Добротность пленочных индуктивных элементов определяют как

(15)

где k' = 2 для круглой и k = 1,6 для квадратной спирали; f— частота ГГц.

Погрешность расчета индуктивных спиральных элементов по приведенным формулам составляет ± 10%.